ZXSC310芯片的工作原理和功能 什么是电气工程
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一、典型应用电路图：
主要功能是控制和驱动LED灯
图1：使用降压模式DC-DC转换器的LED驱动。
二、工作原理分析：
下面对电路的工作原理进行更详细地分析，以得到电路参数及与系统设计相关的计算。下面从开关Q1在一个固定时间TON内导通开始分析。ZXSC310将Q1导通直至它在Isense引脚上检测到19mV电压(标称值)，于是达到此阈值电压时Q1上的电流为19mV/R1，称为IPEAK。
当Q1导通，电流从电源流出，流过C1和串联LED。假设LED正向压降为VF，则剩下的电源电压将全部落在L1上，称为VL1，并使L1上的电流以di/dt=VL1/L1的斜率上升。其中di/dt单位为安培/秒、VL1的单位为伏、L1的单位为亨。
Q1 与 R1上的压降忽略不计，因为Q1的导通电阻RDS(ON)很小，且R1上的压降总是小于19mV。19mV是Q1的关断阈值电压，依据Isense引脚的阈值电压设置。
VIN=VF+VL1 TON=IPEAKxL1/ VL1
由于将VIN减去LED正向压降可得到L1两端的电压，故可算出TON。因此，如果L1较小，则对于同样的峰值电流IPEAK及电源电压VIN，TON 亦较小。请注意，在电感电流上升到IPEAK的过程中，电流流过LED，因此LED上的平均电流等于TON上升期间及TOFF下降期间的电流之和。
现在看一下Q1关断期间(TOFF)的情况。ZXSC300系列DC-DC控制器的TOFF在内部被固定为1.7us(标称值)，需要注意的是，如果用该值来计算电流斜坡，则其范围最小为1.2μs，最大为3.2μs。
为尽量减少传导损耗及开关损耗，TON不能比TOFF小太多。过高的开关频率会造成较高的dv/dt，因此建议ZXSC300和310的最高工作频率为200 kHz。假设固定TOFF为1.7μs，则TON最小值为5μs－1.7μs=3.3μs。然而这不是一个绝对限制值，这些器件已可在2至3倍该频率下工作，但转换效率会降低。
在TOFF期间，储存在电感中的能量将被转移到LED，只在肖特基二极管上有一些损耗。储存在电感中的能量为： EQ1
系统可以以连续或非连续模式工作，两者之间的差别及对平均电流的影响将在后面部分中解释。
如果TOFF恰好是电流达到零所需的时间，则LED中的平均电流将为IPEAK/2。实际上，电流可能会在TOFF之前达到零，此时平均电流将小于IPEAK/2，因为在这个周期里有一段时间LED的电流为零，这称为“非连续”工作模式。
如果经过1.7μs后电流没有达到零，而是下降到IMIN，则称器件进入“连续”工作模式。LED电流将在IMIN与IPEAK之间上升和下降(di/dt斜率可能不同)，此时平均LED电流为IMIN与IPEAK的平均值。
图3：24V系统的典型性能曲线。通过用实际值进行计算，上面的原理可运用于实际电路设计。例如，已知输出电压稳定的12V直流电源以及3个功率为1W的LED(需要340mA工作电流)，即可参考图1所示的电路及表1列出的材料清单进行设计。该设计可工作在11V至18V电源电压范围内。
电源输入电压=VIN=12V，LED正向压降=VF=9.6V，VIN =VF+VL1。因此，VL1=12V-9.6V=2.4V。
峰值电流=Vsense/R1=34mV/50m(=680mA，这里R1就是Rsense。
TON=IPEAKxL1/VL1
在上述等式中，近似认为在整个电流上升与下降期间LED正向压降不变。事实上它会随电流升高而增大，但这些公式使设计计算的结果在实际电路所用器件的容差范围内。此外，VIN与VF之间的差值小于它们中的任何一个，所以6.2μs的上升时间将基本上取决于这些电压值。
值得注意的是，对于9.6V的LED正向压降以及300mV的肖特基二极管正向压降来说，从680mA下降到零的时间为：
由于TOFF一般为1.7μs，所以电流有足够的时间降到零。然而，尽管1.5μs已相当接近1.7μs，因为器件的容差，线圈电流可能不能降到零。但这不是什么大问题，因为残余电流会很小。需要注意的是，由于对峰值电流的测量及关断，不可能产生在具有固定TON时间的转换器里发生的危险的“电感阶跃”(inductor staircasing)问题。由于电流可能永远都不会超过IPEAK，所以即使电流从一个有限值开始增长(即连续模式)，也不会超过IPEAK，于是LED电流将近似等于680mA与0的平均值，即340mA。它并不是严格意义上的平均值，因为有200ns的时间里电流为零，但与IPEAK及器件容差相比这非常小。
图2：12V系统的典型性能曲线。
ZXSC310的典型应用电路:
如图所示电路提供了一种驱动大功率白光LED的解决方案，即利用工作在“降压”模式的标准升压变换器驱动白光LED。这种解决方案的效率 高达96％，与效率只有85％的标准方案相比，它具有很多实际优点。
当MOSFET（VT1）导通时，电流从输入流过白光LED、并联滤波电容器（C2）、电感（L1）、VT，及检测电阻（R1），其电流值由检测电阻值 和ZXSC310的检测电压阈值（通常为19mV）所决定。
一旦电流达到所设定的相应峰值电流，MOSFET就关断并保持1.7ms。在这个时间内，储存在电感内的电能通过肖特基二极管转移到白光LED， 从而保持白光LED的亮度。
该电路对输入电压和串联白光LED的数量没有限制，为适用更高的输入电压，必须适当地调整C1，R2，VT1，C2和VT1的值以适应输入电压的变 化。对于更大数目的白光LED，最小输入电压必须大于串联白光LED的正向电压降。
通过采用降压模式的升压变换器方案，可以用一个低端N沟道MOSFET替代典型降压型变换器中常见的高端P沟道MOSFET。N沟道MOSFET器件盹固 有导通损耗比尺寸相同的P沟道MOSFET器件的导通损耗低3倍。当然，在典型的降压变换器电路中也可以使用N沟道MOSFET，但需要额外自举电路 对它进行驱动。低端开关的峰值检测电流也可以地为参考。
与高端电流检测相比，它可提高精度并减小噪声。
图 ZXSC310的典型应用电路
通过在间断工作模式下采用升压方法，控制回路可工作在电流模式下，并为变换器提供周期性控制，这使得该变换器从根本上保持了稳定。与电压模式的降压变换器相比，设计可以得到简化。
上述方案的另外一个特点是：冈为当电感处于充电状态时电流流过白光LED，所以白光LED电流的峰值均将减小，这样在相同白光LED亮度下可将峰值电流设置得更小，从而进一步改善效率、可靠性及输入噪声性能。
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